Дипломная работа: Устройства РВК

Как известно, комплексный коэффициент отражения  границы раздела воздушной и диэлектрической среды определяется формулами Френеля. Эти формулы являются исходными и в теории некоторых методов, основанных на анализе отраженных волн. Как видно, искомая диэлектрическая проницаемость ε связана функциональной зависимостью с φпад , ,, которые в принципе могут быть определенны экспериментально [2, 3].

Сравнение результатов работ различных авторов показывает, что минимальная величина tgδ, которую удалось измерить, используя отраженные волны, составляет 0,001 – 0,002, что, видимо, говорит о реально достижимой чувствительности применяемой аппаратуры.

Сравнение комплексных коэффициентов отражения различно поляризованных волн лежит в основе «поляризационного» метода исследования диэлектриков в свободном пространстве. Суть этого метода заключается в следующем. Если на поверхность раздела двух сред падает электромагнитная волна с круговой или эллиптической поляризацией, то отраженная волна меняет поляризационную структуру [4]. Комплексный коэффициент поляризации отраженной волны p равен отношению коэффициентов Френеля для параллельно и перпендикулярно поляризованной волны.

 . (4.7)

Таким образом, экспериментальное нахождение р, например, по амплитудам вертикальной и горизонтальной составляющих поля и углу ориентации поляризационного эллипса также дает возможность вычислить ε.

Другой вариант поляризационного метода определения ε состоит в измерении угла Брюстера и отношения модулей коэффициентов отражения параллельно и перпендикулярно поляризованных волн. Основная ошибка измерений по углу Брюстера и поляризационными методами обусловлено тем, что теория этих методов учитывает отражение волн только от границы раздела двух сред и предполагает отсутствие внутренних многократных отражений, вызываемых теневой поверхностью образца.

Комплексные коэффициенты прохождения параллельно и перпендикулярно поляризованных волн через границу раздела «свободное пространство - диэлектрик» согласно формулам Френеля записываются в виде:

, (4.8)

. (4.9)

Выражения (4.8), (4.9) позволяют вычислить комплексный коэффициент прохождения волны через плоскопараллельную пластину определенной толщины, по значению которого затем можно найти и ε. Иллюстрацией сказанного может быть методика определения ε, в которой используется тот факт, что модуль коэффициента прохождения является осциллирующей функцией толщины плоской диэлектрической пластины [4]. Задача определения ε сводится к экспериментальному нахождению такой толщины, при которой приемная антенной воспринимается максимум или минимум мощности, при этом найденная осциллирующая функция, представляемая графически, позволяет определить и tgδ. Естественно, что определение ε в общем случае может производиться и по одновременно наблюдаемым прошедшей и отраженной волнам.

Радиотехнические параметры T и R функционально связаны с электрическими параметрами ε и tgδ, которые могут быть вычислены по результатам измерений первых. Аналитическая связь между этими параметрами может быть найдена различными способами. В частности, необходимый результат дает последовательное суммирование многих волн, отраженных и прошедших через образец, возникающих в результате многократного переотражения от передней и задней поверхностей образца [8, 9].

Пользуясь упомянутым методом можно найти, что фаза коэффициента прохождения перпендикулярно и параллельно поляризованных волн может быть выражена следующим образом:

, (4.10)

. (4.11)

При нормальном падении волны оба уравнения приводятся к одному.

Для вычисления модуля коэффициента прохождения применяются выражения:

 , (4.12)

, (4.13)

, (4.14)

где    .

При выводе формул (4.10) – (4.14) не учитывались потери в диэлектрике, однако можно показать, что при tgδ ≤ 0,1 их достоверность снижается весьма незначительно [10].

Рисунок 4.4 – Эквивалентный четырехполюсник, отображающий диэлектрическую пластину, находящуюся в свободном пространстве

При нормальном падении волны выражения для вычисления модуля и фазы коэффициента прохождения (или отражения) пластины из диэлектрика с потерями можно получить, используя следующую модель. Диэлектрический слой (рис. 4.4) толщиной d можно представить в виде отрезка линии передачи с комплексным волновым сопротивлением:

, (4.15)

а свободное пространство по обе стороны от пластины в виде линии передачи без потерь с волновым сопротивлением:

. (4.16)

Комплексные коэффициенты отражения и прохождения могут быть найдены при этом волновой матрицы передачи эквивалентного четырехполюсника, образованного двумя скачками волновых сопротивлений (Z02) и отрезком линии с потерями (Ż02). При выводе этих выражений необходимо произвести замену параметров ε и tgδ на n (коэффициент преломления) и k (коэффициент поглощения), причем связь между ними определяется соотношением , т.е. , откуда:

,

. (4.17)

В развернутом виде полученные выражения для коэффициента прохождения и его фазы имеют следующий вид:

, (4.18)

, (4.19)

для коэффициента отражения и его фазы:

, (4.20)

, (4.21)

где

,

. (4.22)

Из выражений (4.18) – (4.22) находим соответствующие выражения и для диэлектриков без потерь:

, (4.23)

 , (4.24)

, (4.25)

. (4.26)

Выражения (4.18) – (4.21), а также (4.23) – (4.26) являются исходными для установления количественной связи электрических и радиотехнических параметров диэлектриков, измеряемых в свободном пространстве при нормальном падении плоской электромагнитной волны.

5 ВЫБОР МЕТОДА РАДИОВОЛНОВОГО КОНТРОЛЯ ДИЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ОБРАЗЦОВ И МАТЕРИАЛОВ

5.1 Выбор метода РВК. Суть и недостатки выбранного метода

По условиям дипломного проекта, разрабатываемое устройство, предназначенное для неразрушающего контроля качества радиопрозрачных изделий, должно иметь ограниченно-односторонний доступ, из-за невозможности размещения приемной антенной системы позади исследуемого образца. Поэтому, для реализации контроля качества радиопрозрачных изделий (пластин) возникает необходимость использования метода «на отражение».

В применяемом методе исследуемый образец размещается на некотором расстоянии от приемо-передающей антенны, а к задней поверхности образца должна примыкать отражающая поверхность, выполненная из проводящего материала или диэлектрика с значительно большей диэлектрической проницаемостью. В данном случае измеряемым параметром является фаза волнового коэффициента передачи диэлектрического слоя S12=|S12|exp(jφ12), рассматриваемого как эквивалентный четырехполюсник, включенный между источником (передающая антенна) и нагрузкой (отражатель), причем электромагнитная волна падает на исследуемый образец нормально к его поверхности.

В методе «на отражение» искомая величина φ12 вычисляется по измеренному значению комплексного коэффициента отражения системы «диэлектрический образец – отражатель», что связано со значительными погрешностями, вызванными отражениями элементов измерительного тракта и неопределенностью значения коэффициента отражения отражателя, а также дополнительными трудностями, возникающими при наличии заметных потерь в исследуемом образце. Таким образом, в данном методе имеется ряд недостатков и для их устранения предлагается воспользоваться методом модулированного отражения, сочетающего в себе компактность обычного метода «на отражение» и высокую точность измерения, приближающуюся к точности метода «на отражение».

Таким образом, вместо отражающей поверхности, необходимо разработать и установить модулирующий отражатель, который позволит уменьшить погрешности при контроле и наиболее точно определить контролируемыми параметрами диэлектрических материалов.

5.2 Возможности метода модулированного отражения при технологическом контроле диэлектрических изделий и материалов

Метод модулированного отражения в течение многих лет используется в измерительной технике и позволяет осуществлять как фазовые, так и амплитудные измерения. Сущность выигрыша, обеспечиваемого данным методом, можно пояснить следующим образом. Известно, что входной коэффициент отражения произвольного взаимного четырехполюсника, нагруженного на нагрузку с коэффициентом отражения Гн, равен:

Гвх=S11+S212Гн/(1-S22Гн), (5.1)

где S11, S22, S12 – комплексные коэффициенты отражения и передачи четырехполюсника, причем S12 – параметр, подлежащий измерению.

Как видно, информация о параметре S12 в обычном измерении «на отражение» теряется на фоне других отраженных сигналов, так как не отличается от них по структуре. В методе модулированного отражения Гн модулируется по амплитуде или фазе, что позволяет выделить полезный сигнал S212Гн на фоне мешающих немодулированных отраженных сигналов (S11, отражения в СВЧ – тракте и т.д.) и затем непосредственно измерить φ12, выделяя из полного отраженного сигнала ту его часть, которая соответствует основной частоте модуляции Гн.

Очевидно, что необходимым условием реализации метода является малость величины Гн, иначе нарушается прямая связь между измеренным значением Гвх и искомой величиной S12. Однако в реальной установке уменьшение Гн возможно лишь до некоторого предела, связанного хотя бы с ограниченностью мощности СВЧ – генератора и соответствующим увеличением ошибки за счет собственных шумов измерителя.

Суммарная ошибка измерения методом модулированного отражения зависит также от схемного решения фазометрической части измерителя, в особенности от выбора схемы фазового дискриминатора, преобразующего входные СВЧ – сигналы в напряжение низкой частоты (равной частоте модуляции коэффициента отражения отражателя), амплитуда которого зависит от фазового сдвига, вносимого исследуемым образцом, т.е. от φ12.

Рассмотрим характерную ошибку метода, предположив вначале, что основным элементом схемы СВЧ – фазометра является простой суммирующий дискриминатор, состоящий из трехдецибельного моста любой конструкции, на два взаимно развязанных входа которого поступают опорный и измеряемый сигналы, и детектора в одном из выходных плеч моста (рисунок 5.1,а).

Рисунок 5.1 – Фазовые дискриминаторы: а – простой суммирующий; б – балансный (суммо-разностный)

Введем следующие обозначения:

а1=| а1| – амплитуда опорного сигнала на входе фазового дискриминатора;

а2=| а2| exp (j φ12) – комплексная амплитуда измеряемого сигнала на входе исследуемого образца;

S11=S22=|S11| exp (j φ11) – коэффициент отражения образца;

S12= |S12| exp (j φ12) – коэффициент передачи (прохождения) образца;

Гн=Г0(1+m(t)) exp (j φг) – коэффициент отражения модулятора, модулируемый по амплитуде, причем m<1;

а′2= а2S122Гн – комплексная амплитуда измеряемого сигнала на входе фазового дискриминатора.

Поскольку амплитуды сигналов а1 и а2 малы, то можно считать, что детектор фазового дискриминатора работает в режиме квадратичного детектирования и его выходное напряжение равно

U=|a1+a2Гвх|2=|а1|2|1+К(S11+S212Гн/(1-S22Гн))|2≈

≈а21|1+К|S11| expj(φ2+φ11)+K|S212Гн| exp j (2φ12+φг+φ2)+

+К|S212Г2нS11| exp j (2φ12+2φг+φ11+φ2)|2, (5.2)

где    К=|a2|/|a1|, а |S11Гн|<<1.

Выделяя из выходного сигнала те его составляющие, которые содержат m(t) в первой степени, и опуская промежуточные вычисления, получим

U(t)=2а21mК′[cos (φ2+2φ12+φг)+ К′(1+p)+2|S11Г0|cos (φ2+2φ12+φг+ φ11)], (5.3)

где К′=|а′2|/a1; p=2|S11Г0|+|S11|cos (2φ12+φг- φ11)+ |S11/S12|2×cos(2φ12+2φг)+3| S11Г0/S212|cos(φ11+ φг).

Точностные возможности метода наиболее полно реализуются при компенсационном измерении φ12. При этом очевидно, что

cos(φ2+2φ12+φг)+К′(1+p)+2|S11Г0|cos(φ2+2φ12+φг+ φ11)=0.

Так как фазовые углы первого и второго членов здесь можно считать независимыми, то в наихудшем случае cos(φ 2+2φ 12+φг+ φ11)=±1, т.е.

cos(φ2+2φ12+φг)±2|S11Г0|+ К′(1+p)=0.

Последний член этого выражения представляет собой известное отклонение фазового сдвига при балансе от π/2, вызванное конечным отношением амплитуд сигналов a2 и a1, однако в данном случае это отношение может изменятся в процессе измерения. Поэтому для полного устранения ошибки должно быть К′<0,01, что практически не выполнить. Если |S11Г0|<<1, то:

. (5.4)

Если основным элементом схемы фазометра является балансный, или суммо-разностный, фазовый дискриминатор (рисунок 5.1,б), то напряжение на его входе:

U=|a1+a2Гвх|2-|a1- a2Гвх|2 . (5.5)

Составляющая выходного напряжения, содержащая m(t) в первой степени, теперь оказывается равной:

U(t)=4a21mК′[cos(φ 2+2φ 12+φг)+ 2|S11Г0|cos(φ2+2φ12+2φг+ φ11)], (5.6)

а условием баланса будет:

 (5.7)

6 РАЗРАБОТКА И ОПИСАНИЕ СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ УСТРОЙСТВА РВК

На рисунке 6.1 представлена структурная схема устройства, предназначенного для контроля электрической толщины радиопрозрачных диэлектрических стенок методом свободного пространства на отражение с использованием модулирующего отражателя. На схеме присутствуют следующие элементы:

1 – СВЧ генератор;

2 – направленный ответвитель (НО);

3 – фазовращатель;

4 – направленный ответвитель (НО);

5 – фазовый дискриминатор;

6 – индикатор нуля;

7 – эллипсоидный отражатель;

8 – облучатель приемопередающей антенны;

9 – приемопередающая антенна;

10 – диэлектрический образец;

11 – модулирующий отражатель;

12 – модулирующий диод;

13 – поглотитель согласованной нагрузки.

14 – импульсный генератор;

Рисунок 6.1 – Структурная схема устройства микроволнового фазометрического контроля радиопрозрачных изделий

Устройство для контроля электрической толщины радиопрозрачных диэлектрических стенок (рисунок 6.1) работает следующим образом. Непрерывный СВЧ сигнал от СВЧ генератора 1 проходит через направленный ответвитель (НО) 2, где разветвляется на опорный и исследуемый сигналы.

Опорный СВЧ сигнал через образцовый фазовращатель 3 поступает на первый (опорный) вход фазового дискриминатора 5.

Исследуемый сигнал поступает к приемопередающей антенне 9, а именно на ее облучатель 8, излучается в виде электромагнитной волны в свободное пространство, которая падает и отражается эллипсоидным отражателем 7, затем собирается в узкий волновой пучок луч в районе второго фокуса эллипсоидного отражателя 7. Волновой пучок проходит через контролируемый диэлектрический образец 10 и отражается модулирующим отражателем 11. Фазовая модуляция отраженной электромагнитной волны осуществляется с помощью металлической диафрагмы и модулирующего диода 12, встроенных в волновод, и поглотителя (согласованной нагрузки) 13. Модулирующий диод питается от импульсного генератора 14.

Отраженные волны проходят через диэлектрическую стенку, изменяя свою фазу, принимаются приемопередающей антенной 9 и в виде электромагнитного сигнала, содержащего информацию о параметрах контролируемого образца 10, ответвляются направленным ответвителем 4 и поступают на второй (измерительный) вход фазового дискриминатора 5. Эти два сигнала (отраженный модулированный и опорный от СВЧ генератора) сравниваются в фазовом дискриминаторе по фазе, в результате чего выделяется необходимая информация о модуле (Т) и фазе фи коэффициента прохождения диэлектрической стенки. Электромагнитная волна, отражаемая от наружной поверхности диэлектрической стенки, является не модулированной и не создает погрешности измерения. Поглотитель 13 служит для повышения точности измерений путем поглощения паразитных отражений волны от элементов конструкции модулированного отражателя 11, а также для поглощения волн, прошедших за металлическую диафрагму с модулирующим диодом.

7 РАЗРАБОТКА И ОПИСАНИЕ ПРИНЦИПИАЛЬНОЙ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ СХЕМЫ УСТРОЙСТВА РВК

Принципиальная схема устройства РВК диэлектрических образцов представлена на рисунке 7.1. На этой схеме функциональные устройства образуют измерительную СВЧ схему, предназначенную для контроля электрической толщины стенки диэлектрического образца, расположенного в свободном пространстве между фокусирующей приемопередающей антенной и модулирующим отражателем.

Рисунок 7.1 – Принципиальная схема устройства микроволнового фазометрического контроля радиопрозрачных изделий

СВЧ генератор (Г1) представляет собой стандартный генератор лабораторного типа миллиметрового или сантиметрового диапазона волн, мощностью 5-10 мВт и с относительной нестабильностью частоты 10-3-10-4. Нужный уровень выходной мощности генератора определяется необходимой суммарной мощностью, подаваемой к фазовому дискриминатору по опорному и измерительному каналам с учетом затухания мощности в элементах схемы. Допустимая нестабильность частоты генератора определяется степенью согласования и широкополосностью элементов СВЧ тракта, а также отличием электрических длин опорного и измерительного канала. Чтобы нестабильность частоты оказывала пренебрежимо малое влияние на точность контроля кроме конструктивного выравнивания длин каналов, имеет смысл стабилизировать частоту СВЧ генератора до 10-4-10-5. Такая стабилизация может быть достигнута различными способами, предпочтительным (при условии работы на фиксированной частоте) является стабилизация клистронного генератора внешним резонатором с высокой добротностью. По дипломному проекту, генератор настраивается на рабочую частоту 9,38 ГГц, генератор работает в режиме амплитудной модуляции.

Непрерывный СВЧ сигнал разветвляется в опорный и измерительный каналы при помощи направленного ответвителя (НО). Основными параметрами НО являются направленность (D), переходное ослабление (С), входной КСВ и широкополосность ответвителя, которая определяется рабочим диапазоном частот Δf = f2 - f1, в пределах которого параметры НО не выходят за допустимые значения. Вторичная линии передачи НО нагружена на встроенную согласованную нагрузку.

При измерении модуля и фазы коэффициента прохождения применяется образцовый фазовращатель. Фазовращатель состоит из отрезка прямоугольного волновода, внутри которого параллельно вектору Е электромагнитного поля помещена тонкая пластина из высококачественного диэлектрика. При ее перемещении от узкой стенки к центру волновода происходит концентрация поля в месте расположения пластины, что эквивалентно увеличению фазового сдвига.

Выходные НЧ сигналы фазового дискриминатора, значения которых пропорциональны синусу и косинусу измеряемой разности фаз φ, могут регистрироваться каждый в отдельности, при этом для нахождения φ необходимо вычислить величину tg φ, взяв отношение этих сигналов. Отношение сигналов можно получить автоматически с помощью специального устройства – измерителя отношения напряжений, выход которого может быть соединен с записывающим либо цифровым отсчетным устройством, проградуированным непосредственно в единицах измеряемой разности фаз.

8 ПРИНЦИПЫ ДЕЙСТВИЯ И КОНСТРУКТИВНО-ЭЛЕКТРИЧЕСКИЙ РАСЧЕТ ОСНОВНЫХ ФУНКЦИОНАЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ СВЧ ТРАКТА

8.1 Выбор и расчет характеристик волновода

Для передачи энергии источника к приемнику излучения применяют волноводные линии.

Волновод, по которому распространяется электромагнитная волна, представляет собой металлическую трубу прямоугольного или круглого сечения. Волноводы характеризуются поперечными размерами (а – ширина, b – высота для прямоугольного волновода; а – радиус, φ – угол поворота для круглого волновода), критической длиной волны λкр , длиннее которой волны не распространяются в данном волноводе, и длиной волны в волноводе λв. Волна, распространяющаяся по волноводу, определяется видом колебаний и обозначается с помощью индексов (Еmn и Нmn), соответствующих числу полуволновых изменений напряженностей Е и Н вдоль широкой (индекс m) и узкой (индекс n) стенок волновода.

В данном дипломном проекте выбран прямоугольный тип волновода с поперечными размерами (а=23 мм и b=10 мм), и соответствующий тип волны H10. Критическая длина волны типа H10 рассчитывается по формуле:

λкрН10=2а, (8.1)

где    а – размер широкой стенки волновода.

Известна длина электромагнитной волны λ0=3,2 см. Соответственно можно найти длину волны в волноводе, которая рассчитывается по формуле:

. (8.2)

Рабочее значение частоты рассчитывается по формуле:

, (8.3)

где    с=3·108 – скорость света.

Таблица 8.1 – Характеристики прямоугольных волноводов

Таким образом, был произведен расчет необходимых данных: критическая длина волны типа H10 λкрН10=46 мм; длина волны в волноводе λв=44 мм; рабочее значение частоты f=9,38 ГГц.

Страницы: 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7